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Scientific Reports volume 12、記事番号: 11234 (2022) この記事を引用

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1 引用

1 オルトメトリック

メトリクスの詳細

基板集積導波路 (SIW) H 面ホーン内の電界分布を操作して、その放射特性を向上させるハイブリッド技術が提案されています。この技術は、構造内の誘導波を制御するための 2 つのカスケードステップで構成されます。最初のステップは、ゲインが増加し、サイドローブレベル (SLL) が減少するように、フィールドの位相を補正し、フレアセクションに準均一な分布を形成することです。これは、新しい変調された金属ビアレンズを構造にロードすることによって得られます。 SIW H 面ホーンの放射開口での場の拡張により、両方の広い壁に後方表面波が生成され、バックローブが増加します。第 2 ステップでは、これらの後方表面波が再利用され、ホログラフィー理論の助けを借りて前方に向けられます。これは、両方の広い壁に金属ストリップのホログラフィックベースのパターンを備えたいくつかの誘電体スラブを追加することによって実現されます。このステップにより、バックローブが減少し、エンドファイアゲインがさらに増加します。提案された手法を使用すると、構造は \(f=30\) GHz で動作するように設計および製造され、同時にゲインの測定値が 11.65 dBi、H 面 SLL が \(-\,17.94\) dB に向上します。前後比は 17.02 dB です。

基板集積導波路 (SIW) は、さまざまな導波路構造の構築に使用できる技術です1、2。 SIW H プレーンホーンアンテナ (Li らによって初めて紹介されました 3) は、薄型、製造の容易さ、平面プリント基板 (PCB) との互換性などの固有の特性により、かなりの注目を集めています。従来の空気充填ホーンアンテナと比較すると、SIW ホーンのフレア内部の電界分布はかなり歪んでいるため、利得が低下し、全体の放射特性が低下する可能性があります。 SIW H 面ホーンアンテナの放射性能を向上させるためのいくつかの方法が文献に記載されています。これらの方法は、主に以下の 3 つのカテゴリに分類できます。

最初のカテゴリでは、放射する電磁 (EM) 場を制御するコンポーネントが開口部の前に配置されます 4、5、6。この技術は通常、構造の寸法を拡大します。一例として、楕円形および長方形の幾何学形状を有する誘電体レンズを適用して、狭いビーム幅でより高い利得を達成することが提案されている4。ただし、構造のサイズはほぼ 2 倍になります。同様の課題が参考文献 5、6 でも発生しており、そこでは SIW H 面ホーンがエアビアの穴あき誘電体スラブと長方形の金属パッチを備えた誘電体スラブによってそれぞれ負荷されています。

2 番目のカテゴリには、主に位相分布を調整するために、フレアセクションの構造の幾何学的特性を変更する技術が含まれています 7、8、9、10、11。たとえば参考文献 7 では、バックローブを低減するためにフレアの上部と下部のメタライゼーションに一対のスロットが採用されています。スロットの位置は試行錯誤の手法によって指定されます。 Ref.8 では反復法も利用されており、遺伝的アルゴリズムを適用して SIW ホーンの両方の広い壁をピクセル化して、アンテナのフロントパネルの電界分布を制御します。等角変換光学系を適用してフレア内の位相エラーを徐々に除去し、H 面ホーンのゲインを最大 2.4 dBi9 向上させます。別の方法は、ホーン内にポストメタライズされたビアホールを慎重に適用して、同じ横線内に同相の波面を作成することです10。また、遅波構造を形成するために、広い壁の中心線を横切って均等に分散された一組の金属ピンによってフレアセクションに負荷をかけることも提案されている。これにより、フレアの中心と端の間の位相差が最小限に抑えられ、最終的にゲインが向上します11。提示された形状はプリント回路技術では簡単に製造できないため、プロトタイプは金属のみの構造として具体化され、空気が充填された H 面ホーンを作成しました。導波構造内での伝播のための空気媒体も参考文献 12、13、14 で報告されており、効率と利得は向上しますが、製造が複雑になります。

最後に、3 番目のカテゴリは、最初の 2 つのカテゴリの組み合わせを指します15、16、17、18。フレアセクション内にギャップ SIW を導入することにより、位相分布が変更され、その後、開口部の前でテーパーラダー遷移が採用され、ゲインが増加します15。ただし、この方法では、位相補正とインピーダンス整合を同時に行うためにソフトウェアの最適化が必要です。ダイポールアレイ、リフレクターネイル、およびフレアセクション内の 1 対の横スロットの助けを借りて、複雑で壊れやすい構造が得られ、アンテナゲインが向上します16。アンテナ性能を向上させるために、開口開口部の周囲に狭いスロットを備えた平行遷移が適用され、構造の厚さが 3 倍以上増加します17。ホーンの形状を最適化し、その後同じ SIW 基板上に一連の遷移プリントパッチを採用することで、従来の SIW H 面ホーン 18 の放射特性が改善されます。

メタマテリアルレンズは、位相を補正するために従来のピラミッド型ホーンアンテナの内側に適用することが提案されています 19,20。しかし、私たちの知る限り、SIW H 面ホーンについてはこれまでのところ同様の報告はありません。

この論文では、SIW H 面ホーンアンテナの開口部からの放射パターンを強化するために EM フィールドを調整するための、新規かつ実用的なハイブリッド技術を提案します。このアイデアは、2 つの異なる技術をカスケード接続することに基づいており、放射特性がそれぞれの技術によって後続的に改善されます。独自の手法を導入し、幾何学的特性と位置を実現する体系的なアプローチで変調メタルビアレンズを設計します。これにより、最初の電磁操作コンポーネントが作成され、放射特性が改善されます。次に、ホログラフィー技術 21 に基づいて、放射特性をさらに強化するための 2 番目の電磁操作コンポーネントを設計するための新しい方法が提示および開発されます。提案されたハイブリッド技術を使用して、30 GHz の中心周波数における SIW H 面ホーンアンテナのゲイン、サイドローブレベル (SLL)、および前後比 (F/B) を同時に改善することに成功しました。。 2 番目の EM 操作コンポーネントをロードした後でも、この構造は目立たないままであることは言及する価値があります。最後に重要なことですが、この方法では従来の SIW 構造の製造プロセスが複雑になることはありません。

放射アパーチャ上の均一な位相分布により適切な照明が得られ、ゲインを高めることができます22。一方、表面波パケットが目的の方向以外の方向に向かうと、通常、サイド/バックローブが増加します。これらの原理を考慮すると、提案されたハイブリッド技術は、図 1 に示すように 2 つの後続のステップに分割され、以下に要約されます。

SIW H面ホーンアンテナの放射特性を向上させるために提案されたハイブリッド技術。

ステップ #1 このステップは、基板に配置された金属化されたビアホールの伝送応答を調整して、フレアセクション内の横方向のカット上の望ましい位相パターンを模倣することに基づいています。この荷重方法は、前のセクションで説明したものの 2 番目のカテゴリに分類できるため、この技術を適用した後、変更された構造のサイズはそのままになります。負荷により、SIW H 面ホーンアンテナの放射開口部に準均一な位相分布が生じ、ゲインが増加し、SLL が減少します。次に、変更された構造の実効開口を研究することにより、構造の物理的サイズを小さくすることができます。

ステップ #2 SIW H 面ホーンのエンドファイア放射開口により、両方の広い壁に後方表面波が発生し、バックローブが増加します。ホログラフィー理論の助けを借りて、私たちのアイデアは、これらの不要な表面波を再利用して意図的に漏洩させ、利得をさらに改善し、F/B を増加させることです。これは、修正された H 面ホーンの広い壁に、ホログラフィックベースの印刷された金属ストリップを備えた 2 つの誘電体スラブを取り付けることで実現できます。

次のセクションでは、提案されたハイブリッド技術を詳細に紹介します。

直径 d および周期 p の金属ビアを備えた SIW を設計する基本要件は、次のとおりです。

ここで、\(\lambda _g\) は主モードの導波波長です23。

\(f=30\) GHz の動作周波数を考慮すると、従来の SIW H 面ホーンアンテナと対応する |電界| 分布パターン（CST MWSでシミュレーション）をそれぞれ図2a、bに示します。基板は Rogers RT/duroid 5880 で、\(\varepsilon _r=2.2\)、\(\tan \delta =0.0009\)、厚さ \(h=1.575\) mm です。他の幾何学的パラメータは \(w_g=5.2\) mm、\(w_a=25.98\) mm、\(l_a=18.5\) mm、\(d=0.6\) mm、\(p=1\) mm です。

問題は、SIW ホーンのフレア部を大きくすると高次モードが励起される可能性があることです24。これにより性能が低下し、図 2b に示すように、不規則な波面を持つ不均一な開口が実現され、サイドローブが増加し、ゲインが低下します。この問題に対処するために、生成された不規則な波面を平面波面に変換してパフォーマンスを向上させることを目指しています。提案された方法は、第 1 に必要な位相補償パターンを実現し、第 2 に得られた位相要件に基づいてレンズ形状を特徴付ける、と要約できます。

従来のSIW H面ホーンアンテナ。 (a) 形状、(b) シミュレートされた |E フィールド| 30 GHz での分布パターン。

何よりもまず、レンズの物理的幾何学形状がフレアセクションのフィールドの位相挙動に影響されることに注意してください。したがって、位相が急速に変化する場合、レンズの実装は不可能ではないにしても、非常に困難になります。その結果、必要な位相補償パターンを実現するための最初のステップは、局所位相の変動が比較的小さいフレア内の適切な断面を見つけることです。この断面は、ロードされるレンズの位置も定義します。フレアセクションの中央部分と比較して、開口開口部に近いゾーンは電場（および位相）のより速い変動を経験するため、レンズを移植するには不適切なゾーンになります。レンズがホーンスロートの近くに配置されている場合、導波波が移動すると、ホーンフレアにより位相分布が再び歪むことになります。これらすべての問題を考慮すると、最終的な断面はフレアセクションの中央付近にある必要があると結論付けることができます。 \(d_L\) をホーンスロートと議論されている断面の間の距離として定義しましょう。目的は、図 3a に示すように \(d_L\) を変更して、位相変化の可能な最小範囲を持つ断面を見つけることです。これに基づいて、\(d_L=12\) mm 断面は、フレアの中間ゾーンの他の断面と比較して、位相変化の範囲が比較的小さいことがわかりました。これを説明するために、 \(d_L=\{8, 10, 12\}\) mm の 3 つの値の例についてシミュレートされた位相パターンをそれぞれ図 3b ～ d に示します。したがって、必要な位相補償パターンを決定するには、\(d_L=12\) mm の断面が選択されます。 \(d_L=12\) mm で一定の集合位相を形成するには、レンズをこの断面のすぐ後ろに配置する必要があります。

位相抽出手順。 (a) ホーンスロートからの距離 \((d_L)\) が可変のフレアセクション内のさまざまな断面。 (b) \(d_L=8\) mm、(c) \(d_L=10\) mm、(d) \(d_L=12\) mm における位相分布 (度)。

提案されたレンズは、可変直径 \(d_v\) と横軸に沿った \(p_u= 0.45\times \lambda _g\約 3\) mm の固定格子周期 ( \(y\ ）-軸）; 図 4 に示すように、ユニットセルには、縦軸 ( \(x\) 軸) に沿って \(s_v=\lambda _g/4\) によって分離された 2 つの同一のビアが含まれています。隣接するユニットセル内の隣接するビアは、全体として伝送層を形成します。経験則として、単層伝送面の伝送位相範囲は、標準レベル \(-\,1\) dB または \(-\,3\) dB の伝送損失に対して制限されています25。位相範囲を拡大するには、層の数を増やす必要があります。したがって、私たちが提案するユニットセルの 2 つのビアは、最終的には EM 波操作に十分な位相範囲を提供できる二重層透過面を形成します。これらのビアは、選択した \(d_L=12\) mm の断面の後ろに配置する必要があります (図 3 を参照)。したがって、フレアセクションの物理的な境界を超えることになるため、伝送層（たとえば、各ユニットセル内のビア）の数をさらに増やすことはできません。

波面がこれらのビアに到達すると、ビアの周囲を滑りながら通過します。ビアの直径は、その振幅だけでなく、送信される磁界の位相にも影響します。 \(d_v\) の値が高くなると、波面が交差する経路長が増加するため、より大きな位相変化が伴います。さらに、\(d_v\) の値が大きくなると、導波を完全に遮断できるほど伝送損失が大きくなります。 \(d_v \le 1.2\) mm の場合、透過特性がシミュレーションされ、図 4 に表示されます。 \(d_v<0.1\) mm の場合、製造プロセスは困難な作業であり、この点を考慮するのは現実的ではありません。この点を無視すると、達成される位相範囲は \(100^{\circ }\) を超え、伝送損失は \(-3\) dB 未満になります。 \(d_v>1.18\) mm では、\(-3\) dB よりも高い伝送損失が発生することに注意してください。

提案されたユニットセルの形状と 30 GHz でのシミュレーションされた伝送特性。ポート 1 と 2 は、x 軸に垂直なユニットセルの 2 つの面に構成されます。

次のステップは、計算された虹彩の局所応答 (図 4) に基づいて、図 3d の位相分布を考慮することによって \(d_v\) 値を変調することです。対応する断面 (\(d_L=12\) mm) の y 軸方向の長さは 17.06 mm です。 \(p_u=3\) mm を思い出すと、この断面には最大 5 つの単位セルを含めることができます。したがって、図 3d を参照すると、サンプリング点は \(y=\{-\,6, -\,3, 0, 3, 6\}\) mm になります。 \(y=\pm\, 8.53\) mm のエッジでの位相値は \(21.93^{\circ }\) です。 \(\Delta\)P をサンプリングポイントとエッジの位相の差として導入すると、\(\Delta\)P をできるだけ小さくして、準均一な位相分布を得ることが目的となります。サンプリングポイント、それに対応する位相値、および \(\Delta\)P を表 1 に示します。

図4からわかるように、位相範囲 \(PR=93-35 = 58^{ \circ }\)、これは \(d_L=12\) mm の断面で位相スパン全体をカバーできます (図 3d を参照)。 \(60^{\circ }\) の位相を基準点として考慮すると、\(\Delta\)P の最大値と最小値は PR ゾーン内の位相値になります (表 1、図 4 を参照)。）。次に、\(d_v\) の変調値が表 1 の最後の行にリストされているように取得されます。

図2に示されているSIW H面ホーンは、図5aに示されているように、基板サイズ\(l_s=30\) mmの設計されたメタルビアレンズによってロードされます。この構造は、\(w_t=6.95\) mm および \(w_f=2.2\) mm の接地コプレーナ導波路 (GCPW) 線路によって励起されます。ポートを動作周波数に一致させるために、長さ \(l_t=2.45\) mm の線形遷移が GCPW ラインから幅 \(w_g\) の導波部分に適用されます。提案されたレンズの形状は図5bに拡大されており、表1に示されたデータに基づいて設定され、\(d_L=12\) mmの意図された断面の後ろに配置されています。提案された装荷アンテナと従来のアンテナがそれぞれ図5c、dに製造および示されており、各構造は2.92 mmのエンドランチコネクタによって給電されます。

(a) 金属ビアレンズによってロードされた提案された SIW H 面ホーンの形状、(b) より大きなスケールのレンズパターン、(c) 作製されたロードされた構造、(d) 作製された従来の SIW H 面ホーン。

構造のシミュレーションおよび測定された |S \(_{11}|\) が図 6 に示されており、負荷された構造が \(f=30\) GHz でよく一致していることがわかります。従来の SIW ホーンに負荷がかかると、設計されたレンズの位置でローカル波が歪み、その後全体のインピーダンス応答が変化することに注意してください。これにより、構造の応答がフレアと給電遷移の形状だけでなく、埋め込まれたレンズによっても影響を受けるため、動作周波数がシフトし、帯域幅が変化します。従来のホーンとロードホーンの両方を同じ周波数で動作させるには、給電遷移をわずかに変更する必要があります。その結果、図6の従来のSIW H面ホーンの報告されたS \(_{11}\) は、 \(w_t=6.95\) mm と \(l_t=0.95\) mm で導出されます。

従来構造と負荷構造のシミュレーションおよび測定された |S \(_{11}|\)。

シミュレートされた |E フィールド| 提案された位相補正されたSIW H面ホーンの分布を、動作周波数\(f=30\) GHzで図7aに示します。この結果は、構造に荷重がかかると、図 2b の歪んだ波面が平面波面に変換されることを明らかにしています。

30 GHz でのパフォーマンス: (a) シミュレートされた |電界| 提案された装荷された SIW H 面ホーンアンテナの分布パターン。正規化された放射パターン: (b) コネクタなしでシミュレートされた負荷構造、(c) 測定された負荷構造、(d) コネクタありでシミュレートされた負荷構造、(e) コネクタなしでシミュレートされた従来の構造、(f) 測定された従来の構造、( g) コネクタを備えた従来の構造をシミュレートしました。

\(f=30\) GHzでの装荷アンテナと従来のアンテナの両方についてシミュレートされた正規化された放射パターンをそれぞれ図7b、eに示します。シミュレーション結果に基づいて、提案されたレンズは、ゲイン (5.16 ～ 8.59 dBi)、SLL (\(-\,5.38\) から \( -\,19.85\) dB)、および F/B (4.54 から 5.52 dB)。

測定された正規化された放射パターンは、負荷がかかった構造と従来の構造についてそれぞれ図7c、fに示されており、図7b、eのシミュレーション結果と比較するとわずかに異なります。これは、コネクタの物理的寸法が大きく (\(f=30\) GHz の動作周波数に関して)、放射開口部の比較的近くに配置されているため、放射パターンに影響を与えるコネクタの存在によるものです。 CST 環境にコネクタを導入すると、シミュレーション結果 (図 7d、g) が測定結果 (図 7c、f) と一致します。コネクタの影響に関する詳細については、後の「ディスカッション」セクションで説明します。負荷がかかった (従来の) アンテナの測定されたゲイン、SLL、および F/B は、それぞれ 8.69 (5.21) dBi、\(-\,18.06~(-\,5.02)\) dB、および 6.96 (5.89) dB です。負荷がかかった（従来の）構造に関する「コネクタ付きの場合」の対応するシミュレートされたゲイン、SLL、および F/B は 8.72 (5.34) dBi、\(-\,18.87~(-\,6.11)\) dB、それぞれ 6.89 (8.74) dB と 6.89 (8.74) dB です。

図7aの電界分布を考慮すると、レンズを通過した後、導波波は主に中央に集中し、フレアセクションの端に沿って無視できるほどになります。したがって、金属化されたビアホールから一定の距離を置いた後は、ホーンの両側のエッジをフレアする必要がなくなる場合があります。この問題を評価するために、一連のシミュレーションが実行されます。各シミュレーションでは、一連のビアホールが削除され、構造の性能が調査されます。開口開口部から除去されるビアホールの対の数を示すために rv を定義します。たとえば、 \(rv = 1\) \((rv = 4)\) は、最初の 2 つのビアホール (最初の 4 つのビアホールのカップル) が開口端から削除されることを意味します。 \(rv=0\) (元の構造) から \(rv=9\) について、得られたエンドファイアゲインと SLL を図 8a に示します。 |Eフィールド| \(rv=\{3,4,5,8\}\) の場合の分布パターンをそれぞれ図 8b ～ e に示します。図8aに基づくと、\(rv=0{-}3\)の場合、構築されたゲインは大きく変化しません。これは、図を比較することで解釈できます。図７ａおよび８ｂは、磁場分布が両方の場合においてほぼ同じであることを示している。ただし、 \(rv = 4\) では、基板本体内で破壊的な漏れが起こり始めるため、ゲインの減少が伴います (図 8c を参照)。 rv が増加すると、この漏れも増加することが観察されることが予想されます。しかし、さらにいくつかのビアホールを除去すると、図 8d に示すように漏れが少なくなり、\(rv=5\) で 8.12 dBi の極大値が発生します (図 8a を参照)。この特定の点の後、ゲインの下方への動きが観察され、rv がレンズ位置に近づくにつれて漏れが支配的になります (\(rv=8\) については図 8e を参照)。

この研究に基づいて、アンテナ性能に大きな変化を期待することなく、ケース \(rv=5\) について図 8d に示すようにフレアを停止できると結論付けられます。したがって、基板を横方向に切断してより小さい寸法を得ることができる。これにより、次のセクションのベースライン構造が定義されます。

(a) \(rv=0\sim 9\) のエンドファイアゲインと SLL。 |電子フィールド| 30 GHz での (b) \(rv=3\)、(c) \(rv=4\)、(d) \(rv=5\)、および (e) \(rv=8\) の分布。

これまでのところ、SIW H 面ホーンの放射特性は、設計された変調メタルビアレンズを構造に搭載することによって強化されています。レンズから離れた後のフレア効果も研究されており、最終的に構造を横方向に小さくすることができます。本節では、以下に説明する新しい手法を提案することにより、アンテナの放射特性の更なる改善を目指します。

誘導波が放射開口に到達すると、EM 波面は前方に向かいながら自由空間内で拡大します。この自由空間への波面の拡大は、SIW H 面ホーンの金属広壁と自由空間の間の界面に望ましくない後方表面波を引き起こし、最終的にバックローブレベルを増加させます。このプロセスは図 9a に示されています。これらの不要な表面波を考慮すると、積極的に加算してエンドファイアゲインを増加させると同時に後方放射を減少させることができる方法で、それらを前方に向け直すことが可能です。言い換えれば、追加の電磁波源を導入することなく、不要な表面波が再利用されて、手元の構造の放射特性が強化されます。このプロセスはホログラフィー技術によって実行され、図9bに示されています。

放射特性を調整するための提案されたメカニズム (a) 位相補正された SIW H 面ホーン、(b) フィールド操作方法。

光学に由来するホログラフィー技術には、2 つの波を使用して干渉パターンを生成し、計算されたパターンを利用して一方の波を散乱させてもう一方の波を発射することが含まれます。開口部は、構造上の散乱体のパターンによる、表面波である可能性がある一次場の回折の結果として形成されます。得られた構造は、典型的には漏洩波構造である26。一次表面波は、通常、表面波発射装置 (SWL) と呼ばれる発信源アンテナによって生成され、散乱体が配置される共通の基板上に印刷されます。散乱体のパターンは、表面波が対象の方向に向かって強めに漏れることを可能にするホログラフィー技術から得られます。 SWL からの最初の波は「基準波」と呼ばれます。意図された放射パターン (漏れ方向) は、いわゆる「物体波」によって決まります。この用語の基本的な定義では、遠くにある仮想の光源から開口部を照らしている波です。遠くにある光源と開口部との間の相対位置は、開口部からの漏れ方向を表し、ビームの傾斜角を決定します。この手法は、次の 2 つの一般的なステップで構成されます。

「記録」プロセスと呼ばれる最初のステップは、SWL から放射される参照波の構造上のマップを計算することです。これにより、SWL の関連する位置とタイプに関して基板上の位相線分布パターンが指定されます。その後、ビームの所望の方向に基づいて、参照波と物体波の重ね合わせが計算されます。これにより、基板上に「インターフォグラム」または「EM ホログラム」と呼ばれる別の位相線分布パターンが形成されます。

構造を望ましい方向に放射させるには、記録された EM ホログラムからインスピレーションを得たパターンを持ついくつかの散乱体を基板上に使用する必要があります。これにより、構造から建設的な漏れが形成され、梁が形成されます。構造の物理的特性と EM 特性に基づいて、適切な SWL を設計し、基板に適用する必要があります。このステップは「再構築」プロセスと呼ばれます。

散乱体は、メタ表面 27、変調された厚さの誘電体スラブ 28、または連続金属ストリップ 29 を形成するための、1 次元または 2 次元格子上の周期的な金属パッチまたは相補的スロットにすることができます。この作業では最後のものを使用します。図 10a は、|E フィールド| を示しています。位相補正された構造の中央を横切る xz 平面でのカット上の分布パターン。この図からは、前方の空間波だけでなく後方の表面波も観察できます。表面波を再利用するには、まず表面波を収集するメカニズムが必要です。したがって、平面寸法が \(\{l_{sl},l_{sw}\}=\{25,21\}\) mm の誘電体スラブが 2 枚、修正された [フレアが更新されました] の両側に取り付けられます。「実装、シミュレーション、および測定結果の読み込み」セクションで提供された研究に基づいています]図 10b に示す構造の広壁。スラブの誘電率と厚さが高いほど、電場パターンはより密になります。この電子フィールドのパターンは、このセクションで後ほど詳しく説明する金属ストリップ散乱体のパターンを直接制御します。

(a) |電子ファイル| 位相補正された構造の中央を横切る xz 平面でのカット上の分布パターン、(b) 両側に取り付けられた Rogers RT/duroid 6010 の 2 つの誘電体スラブを備えた修正された構造、(c) シミュレーションされた |E フィールド | SIWホーンに取り付ける際のスラブ上にあります。シミュレーション周波数は 30 GHz です。

ホログラフィー技術では、再構築されたファーフィールドの忠実度は EM ホログラムのサイズに依存します。ここで、このサイズは、修正された SIW H 面ホーンの基板境界に限定される固定値であるため、サイズを大きくする柔軟性はありません。したがって、EM ホログラムの応答を向上させる唯一の方法は、金属ストリップの散乱体の密度を高めることです。その結果、\(\varepsilon _r=10.7\) を備えた Rogers RT/duroid 6010 ラミネートが追加されたスラブに適用されます。誘電体スラブは、組み立てられた構造の最終的なサイズへの影響を最小限に抑えるために、できるだけ薄いことが好ましい。ただし、前述したように、基板が厚くなることで電界分布パターンがより密になり、これは我々の場合には望ましい要素となります。したがって、両方の基準のバランスを保つために、RT 6010 ラミネートの標準値から \(h_d=0.635\) mm の厚さが選択されます。

図 10c は、シミュレートされた |E-field| を示しています。 SIW ホーンに取り付けるときのスラブ上。この準平面状の場の分布が基準波の役割を果たしています。この特定のケースでは、基準波を励起する個別の SWL はありませんが、開口部からのフィールドの拡張がそれを生成する実際のソースであることに注意してください。これにより、提案された研究は、ガイド構造上で必要な基準波を生成するためにフィーダを明示的に設計および専用化する必要がある以前のホログラフィックベースの漏洩波構造とは明らかに異なります。金属ビアレンズの効果を考慮すると、開口部に到達するフィールドは均一であり、その結果、スラブ上に提示された準平面参照波が形成されます。

EM ホログラムを導出するには、最初の計算時に誘電体スラブ上の参照波の解析式 \(E_{\text {ref}}\) を定義する必要があります。位相定数 \(\beta _{\text {ref}}=2\pi /\lambda _{\text {ref}}\) で誘電体スラブを \(-x\) に向かってサーフィンしている平面波面の場合と振幅 A の場合、基準波は \(E_{\text {ref}}=A e^{j\beta _{\text {ref}} x}\) となります。しかし、図 10c に関しては、誘電体スラブ上の結合表面波は純粋に平面的ではありません。 EM ホログラムの場合、考慮する必要がある最初の考慮事項は、\(E_{\text {ref}}\) パターンを可能な限り正確に推定することです。この場合、参照波のより表現力豊かな定式化は次のように定義できます。

\(r_m=\sqrt{w_x (x-c_x)^2 + w_y (y-c_y)^2}\) は、xy 平面 (スラブが置かれている場所) 上の修正された半径方向の距離を示します。この定式化は、\((x=x_c, y=y_c)\) に位置する点光源をエミュレートし、xy 平面上に一種の放射状進行波を生成します。この点源をスラブから遠くに配置すると、\(w_x\) と \(w_y\) の適切な重み付けによって放射状の波を調整できるようになり、伝播面全体の一部がスラブ上に配置されるというアイデアです。スラブの寸法は、図 10c のパターンを適切に模倣しています。重み付け係数は、点光源から放射される波が x 軸と y 軸に沿ってどの程度の速さで変化するかを決定します。したがって、\(w_x\) または \(w_y\) を変更することで、さまざまな 2D パターンを形成できます。このケーススタディでは、x と y の単位がメートルである \(\{w_x, w_y, c_x, c_y\}=\{0.4, 1, 0.275, 0\}\) となります。誘電体スラブ上で得られた \(E_{\text {ref}}\) のパターンを図 11a に示します。これは図 10c と一致しています。

Rogers RT/duroid 6010 誘電体スラブにホログラフィー技術を適用。 (a) 構造上の準平面基準波、(b) 誘電体スラブと標準右手座標系での意図する放射の方向、(c) 構造上の物体波の位相線マップ、(d) 計算されたEM ホログラムと、表面波リサイクラー (SWR) と呼ばれる対応する金属ストリップパターン。

次のステップは、誘電体シート上の物体波の位相面 \(E_{\text {obj}}\) をキャプチャすることです。図 11b は、目的のビームの方向が \((\theta _m=\pi /2, \phi _m=0)\) である標準右手座標系で誘電体スラブを示しています。誘電体スラブを照射する目的のビーム方向に沿った物体波を想定すると、次の方程式を使用してスラブ上の \(E_{\text {obj}}\) のマップが取得されます。

ここで、B は振幅、\(k_0\) は空間波の波数ベクトルです。この式を適用し、ビーム方向を考慮すると、得られた位相面パターンが図 11c に示されます。

最後のステップとして、方程式を重ね合わせます。 (2) と (3) は、図 11d に示すように EM ホログラムを定義する干渉パターンをもたらします。

この特定の設計には個別の SWL は必要ないため、再構成プロセスは、図 11d に指定されているように、計算された干渉パターンの極大値に連続金属ストリップを適用することによって要約されます。これらのストリップは、その位置で表面波の電場線を短くし、その結果、ビームを生成する可能性のある干渉縞の根を形成します。図９ｂに関して、ＥＭホログラムを、対応する金属ストリップとともに「表面波リサイクラー」（ＳＷＲ）と呼ぶことにする。

SWR を実現し、ホログラムが可能な限り最高の応答を実現するには、ストリップの幅を適切に選択する必要があります。ストリップが狭すぎると、スラブ内の誘導波は感知できなくなりますが、幅が広すぎると、後続のプロセスが無効になる程度に参照波のパターンが歪んでしまいます。シミュレーション結果に基づいて、\(w_s=0.25\) mm がストリップ幅の最適値として見つかります。したがって、図11dのストリップパターンと\(w_s\)のストリップ幅を備えたいくつかのホログラムシートが、設計されたSIW H面ホーンの両側に取り付けられ、図12に示されているような最終構造が作成されます。構造の他の幾何学的パラメータ (図 12a を参照) は \(w_{t1}=6.6\) mm、\(w_{t2}=5.8\) mm、および \(w_{t3}=5.6\) mm です。 2つのホログラフィックベースのSWRを備えた製造されたSIW H面ホーンを図12cに示し、変調された金属ビアレンズの拡大図を図12dに示します。この構造は、図 12e、f に示すように、2.92 mm のエンドランチコネクタによって供給されます。

完成した構造。 (a) シミュレートされた構造の上面と (b) 裏面、(c) 2 つのホログラフィックベースの SWR の横にある、設計された変調メタルビアレンズによってロードされた、製造された SIW H 面ホーン、(d) 拡大された構造変調された金属ビアレンズの図、(e) 背面の画角から見た組み立てられた構造、(f) 上面の画角からの図。

最終的に組み立てられた構造を考慮して、シミュレーションおよび測定された反射係数が図 13 に示されており、構造が \(f=30\) GHz の動作周波数でよく一致していることがわかります。シミュレーション結果と測定結果の間のわずかな違いは、主に製造上の欠陥、特に製造されたプロトタイプの複数の層間の接合に関する欠陥によるものです。特にこの研究で調査した高周波では、製造公差が非常に厳しくなる可能性があり、そのような小規模な欠陥がアンテナの応答に影響を与える可能性があります。

最終的に組み立てられた設計のシミュレーションおよび測定された |S \(_{11}|\)。

シミュレートされた |電子ファイル| （構造の中央を横切る）xz平面切断上の分布パターンを図14aに示します。この図では、図 10a の後方表面波が適切に操作され、前方方向に湾曲していることが明確に観察できます。より現実的な解析を行うために、コネクタがシミュレーション環境に含まれています。この結果、図１４ｂが得られ、図１４ａと比較して、場はもはやｘ軸に関して対称的に分布していない。これは、対応する放射パターンが E 面内で対称であるとは期待できないことを意味します。さらに重要なことは、コネクタが後方波の強度を明らかに抑制しており、その結果バックローブ放射が減少することです。したがって、この特定のケースでは、コネクタは放射特性に建設的な影響をもたらします。コネクタを考慮せずに正規化されたシミュレートされた放射パターンは、周波数 \(f=30\) GHz、ゲイン、SLL、および F/B が 11.23 dBi、\(-17.02\) dB、およびそれぞれ13.21dB。「コネクタを考慮した」場合の対応する結果が図14dに示されており、対応するゲイン、SLL、およびF/Bはそれぞれ11.71 dBi、\(-\,18.35\) dB、および18.16 dBです。 \(f=30\) GHzで測定された放射パターンは図14eに示されており、得られたゲイン、SLL、およびF/Bはそれぞれ11.65 dBi、\(-17.94\) dB、および17.02 dBです。結果は、「実装、シミュレーション、および測定結果の読み込み」セクションで報告されているものと比較して、前方 (後方) 放射線の明らかな増加 (減少) を示しています。これは、従来の SIW H 面ホーンと比較して、測定されたゲインと F/B がそれぞれ 6.44 dB と 11.13 dB 増加し、SLL が 12.92 dB 減少したことを示唆しています。 \(f=29.5\) GHz および \(f=30.5\) GHz での構造のシミュレートされた放射パターンを図 14f,g に示します。ゲインはそれぞれ 9.33 dBi と 10.52 dBi です。対応する測定結果は、それぞれ 9.15 dBi および 10.24 dBi のゲインで図 14h、i に示されています。取り付けられた EM ホログラムは漏洩波構造であるため、その応答は周波数に依存します。これは、周波数を掃引することによって漏れビームの方向が変化することを意味します。ホログラムパターンは \(f=30\) GHz で計算されるため、構築されたビームがこの周波数で物体ビームと高度に位置合わせされるため、構造はこの周波数で最高のパフォーマンスを示します。

図 14j は、H 面放射パターンを測定するセットアップにおける電波暗室内のテスト対象アンテナ (AUT) を示しています。測定手順は、基準アンテナ (この場合は既知の特性を持つホーンアンテナ) で照明されながら、ホルダーの軸を中心に AUT を回転させることです。次に、システムが校正され、回転角度ごとに受信電力が捕捉され、角度範囲全体にわたる放射パターンのプロットが導出されます。同じステップを繰り返して、図14jに示すように、AUTを長手軸の周りに\(90^{\circ }\)だけ回転させてE面放射パターンを読み取ります。

最終的に組み立てられたプロトタイプのパフォーマンス。シミュレートされた |電子ファイル| (a) コネクタなしの場合と (b) コネクタありの場合の構造の中央を横切る xz 平面での 30 GHz での分布パターン。 30 GHz での正規化された放射パターン: (c) コネクタなしでシミュレーション、(d) コネクタありでシミュレーション、(e) 測定。 (f) 29.5 GHz および (g) 30.5 GHz での正規化されたシミュレートされた放射パターン (コネクタを考慮)。相手方は、(h) 29.5 GHz および (i) 30.5 GHz で結果を測定しました。 (j) 電波暗室内のテスト対象アンテナ (AUT) (H 面放射パターン測定)。

各操作コンポーネントの影響を明確に把握するために、各コンポーネントが存在する場合の対応する放射特性を表 2 にまとめます。これは、ホログラフィック金属ストリップが位相補正された構造 (変調された金属によって負荷される) に追加される場合を示しています。レンズ）、ゲインとF/Bは明らかに強化されていますが、サイドローブがわずかに成長しています。これは、スラブ上の SW のリダイレクトがメインローブとサイドローブの両方に影響を与えるためです。ただし、得られた最終的な SLL は、元の構造よりもはるかに優れています。

前に述べたように、ホログラムのサイズは、ホログラムから適切な応答を得るために重要な要素です。これは、基板のシートが大きくなればなるほど、再構成されたビームの形状が良くなるということを意味します。私たちの特定のケースでは、ホログラムのサイズは（SIW H 面ホーンの物理的マージンに限定されているため）比較的小さいですが、放射メトリクスは、設計された SWR の存在が効果を向上させるのに十分な生産性があることを明確に示しています。放射特性。

提案された研究と、操作された SIW H 面ホーンアンテナに関する最先端の研究との比較研究を表 3 に示します。これらの研究の一部では、アレイが設計された要素から形成されていることに注意してください。他の作品との有意義な比較を行うために、それらの場合に報告されるデータは、関連する単一要素のパフォーマンスに対応しています。この研究に基づいて、私たちが採用したハイブリッド技術は、他の作品に比べて実際に次の利点を提供できます。製造の複雑さは中程度ですが、要約すると、3 枚の基板を印刷してそれらを接着するということになりますが、提案された操作技術は、ゲイン、SLL、および F/B を完全に改善する唯一のケースです。達成される総合ゲインは、ファンビーム放射パターンを構成する他のすべての SIW ホーンよりも高くなります。高利得アンテナは参考文献 16 で提案されているが、その構造は鋭いペンシルビームを形成するように設計されており (開口部は構造の厚さがほぼ 6 倍に拡張された 2D 形式で形成されている)、我々が提案したものとは比較にならない。ファンビームアンテナ。初期と最終の放射特性の差を考慮すると、他の研究と比較して、提案された構造では SLL が最も低減されます。

SIW H面ホーンのフレア部内の電磁波を操作することにより、位相補正された構造が得られます。提案された手法は、単位セルのセットを使用して、指定されたサンプリング点での位相を調整するというものです。各単位セルには、縦軸を横切って \(\lambda _g/4\) だけ離れた 2 つの虹彩が含まれていますが、横軸に沿って移動するとビアの直径が変調され、異なる値を示します。これらのビアは全体としてレンズを形成し、準均一な位相分布の恩恵を受ける放射開口につながり、ゲインと SLL の点でより優れたパフォーマンスが得られます。

その後、SIW H 面ホーンの広い壁上の後方表面波を利用し、それらを前方に向けて利得をさらに高め、バックローブを減少させるホログラフィックベースの方法が提示されます。これを実現するには、金属ストリップのパターンを作成し、いくつかの誘電体スラブに印刷して、両方の広い壁に取り付けます。

上記の手順をカスケード接続することで、ゲイン、SLL、F/B の 3 つの放射特性を同時に改善できるハイブリッド技術が実現します。この構造は、1 GHz の帯域幅にわたって、意図した 30 GHz の周波数で最高のパフォーマンスを示すように設計、製造、テストされています。

この研究の結果を裏付けるデータは、合理的な要求に応じて責任著者から入手できます。

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O. Yurdusen の研究は、Research Leadership Award RL-2019-019 に基づいて Leverhulme Trust から資金提供を受けました。

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電子・電気工学・コンピュータサイエンス学部、ワイヤレスイノベーションセンター、クイーンズ大学ベルファスト、ベルファスト、BT3 9DT、英国

オカン・ユルドゥセブン

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AA はこの研究の主なアイデアを提案し、論文を書きました。 MK と OY はこの論文に技術的なコメントを加え、改訂しました。 PX と RT は原稿をレビューしました。

アリ・アラギ氏への通信。

著者らは競合する利害関係を宣言していません。

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転載と許可

Araghi、A.、Khalily、M.、Yurdusen、O. 他。位相補正とホログラフィックベースの漏洩を組み合わせた、SIW H 面ホーンアンテナの誘導波操作。 Sci Rep 12、11234 (2022)。 https://doi.org/10.1038/s41598-022-15123-8

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受信日: 2022 年 4 月 6 日

受理日: 2022 年 6 月 20 日

公開日: 2022 年 7 月 4 日

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-15123-8

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